简易型NFB唱头放大器设计讨论
由于本人在前段时间开工的“用一个好玩的软件做两级共阴唱放设计”的时间掌握不了，以致失去了不少动力而没法继续，于是立马转战！实作设计：我曾多次提过不论任何形式的唱放，其增益（或及开环增益）应为 60dB±3dB，所以这回便以此为基础，不做任何讨价还价！看过以往设计的网友应该也明白这是本人唯一的一次以反馈型作话题，相信以后都不会另再开贴讨论这类设计。第一级与第二級的设计相同，以减设计的难度，况且失真也较小：偶次谐波的失真已为最少，且仍可作两级的失真互补。奇次谐波则须靠反馈来减少。不过，此时两级的增益卻可能会有点分別。02_68K_42.5_61Data Input :Ck2_Calc :开环增益必须为 60dB，A1 × A2= 42.5 × 61= 2592.5（68.27dB）。当 Rk1 = 481.1Ω 时 ← 用 430Ω+51Ω；网络的总阻值 Rnfb 便为Rnfb = Rk1 ×（1000 - 1）= 480.6189KΩ；因R1/R2 = 11.77777777777777777778，C1/C2 = 3.6，故R2 = Rnfb /（11.77777777777777777778 + 1）= 37.61365304KΩ ← 用 43KΩ//300KΩ；R1 = Rnfb – R2 = 443.005247KΩ（R1 ÷ R2 = 11.7777777777777777777778倍）← 用 200KΩ+200KΩ+43KΩ；而 R1 x C1 = 3180μS，R2 x C2 = 75μS即C1 = 3180μS / R1= 7.178244551nF ← 用 6.8nF+360pF+18pF；及C2 = 75μS / R2= 1.99395682nF（C1 ÷ C2 = 3.6倍）← 用 2nF 。验算：实作电路图：进阶 ：上面参考书（其中一页）曾提到，C1 / C2 = 3.5641，而R1 / R2 = 11.89547（以 60dB 为准）。另外，当 Rs、Rp、Cs、Cp 及 R1、R2、C1、C2 作不同的组合时，并将相关两组的数字除（÷）之，及作混合加减（dB），便可察觉到摆幅确实有少许失准（仍在合理的指标內）。一切都请各位坛友自行玩玩和发掘，因在这一阶段便已超越了一般 DIY 的水平，并不容易掌握！但仍可參考上面试算表截图（验算）的计算方式，摸索一下便必会有所得着。进阶 ：以前本人经常提到稍改 Rg2（360KΩ）很多次，目的是希望各位能作真实的体验，可惜全世界上也只有一个人能够明白及理解而完全不用提点。若不将 Rg2 减至 360KΩ 的话，那么，在 30KHz 便会出现严重相移——实际上在3KHz 时已开始有不少影响 – 及因已成为了两阶 RC 电路，此时亟有可能为 -12dB 或更大，即相移会更趋严重。此一现象与 RIAA 完全无关，因在进入 RIAA - Eq. 之前相移便早已出现。假如将Rg2 减至能够滿足 100~200KHz 的话，岂不更妙？留意——当 Ra1 = Rg2 时，-6dB 的衰减量便会出现。要求的带宽越高则衰减量便越更大（仍与 RIAA - Eq. 无关）。ECC83 在 100KΩ（Ra）的共阴设计中，其带宽死活都不可能超过 35KHz（-6dB）。留意——第二級也须把 R1 的数值减低才可避过此劫（指衰减型）。补充：附上线路图以方便解释，上面提到的 Rg2（360KΩ）即图中的 R201。若仍选用 ECC83 作 NFB 唱放的话，则反馈型也会有这一特性......可幸在加入反馈后这一现象便会被减至最少。所谓进阶，其实只是将所有曾学习过的基础连在一起，及同一时间在大脑內呈现出来，并无任何机密，只能靠经验和灵活运用。例如：在上面线路中的 Rb1／Rb2，在计算其数值时便要同時兼顾电源牛的电压及功率。当然，RB 的阻值及功率承受、 C_HT a／C_HT b 的容量及耐压值也要一併计算。远在三十多年前，已可利用试算表来计算其结果，快捷方便。其它的基础计算请參考本人旧贴。
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