上述公式仅供参考,实际使用中需要根据单元的特性以及单元相互间的水平及垂直距离而调整。根据前文已经提到,由于要考虑到相位设计,以及考虑到分频点附近幅频响应曲线的上升或下降,并不是一定是高低通用同阶滤波器的。 并且即使用同阶的高低通滤波,也要根据需要进行灵活的调整。以二阶分频来说,即使单元的相频响应、幅频响应极佳,不需要考虑的话,也需要根据经验对上述公式进行适当的修正,要修正高低通滤波的交叠点,比如巴特沃斯分频点。如果不考虑单元本身的特性,那么按公式计算出来的是-3dB点高低通交叠。而目前国际通行的做法是采用-6dB交叠的,也即把低通滤波的频率移低1.3倍,这样前述之公式变为: 对于二阶的其它分频器也存在这个问题,并且Q值越高移动越大,对L-R分频器,可以不移,相当于1,对于Bessel分频器此值为1.1,而Butterworth分频器,此值是1.3,而对于Q=1的Chebychev分频器来说此值为1.5。 分频器的设计还包括单元的阻抗补偿,以及各单元灵敏度不同而加入的衰减网络等。 首先谈阻抗补偿,这包含两个方面,一是由于音圈电感影响造成喇叭阻抗随频率上升,为了保证滤波器足够的衰减斜率而对音圈电感用RC电路补偿,另一是由于高低音单元在谐振频率处有一个阻抗峰值。 其中以音圈电感的补偿较为常见,其电路如图。其中R、C值由下式确定:
% B5 y5 e- }! x. P, t7 h. ^4 l 其中Zmin为喇叭阻抗的最低点,Rdc为喇叭的直流电阻,Lv为喇叭的音圈电感,单位为亨利。 喇叭阻抗谐振峰补偿电路如图所示,其中: 式中:fs为喇叭谐振频率,Re为喇叭的直流电阻,Qes、Qms分别为喇叭的电Q值或力学Q值。 以上两种补偿,以电感补偿较为多见,主要用于低音单元的阻抗补偿,但是目前也常见到无补偿的设计。我个人认为,如果音圈电感不是很大,换言之单元的阻抗上升不是很陡的话,是完全可以不用补偿的,否则还是补偿一下较好,因为不仅可以减小分频低通滤波器中电感的大小,并且获得较为理想的滚降曲线,而且补偿后单元(以及音箱)的阻抗曲线会较为平坦,对于和功放的配搭也是有好处的,可以改善功放的控制力。 而单元的阻抗峰值补偿较为少见,仅见于一些中高音球顶单元,并且一般也仅在单元的谐振频率太接近于分频点的情况下,不得已而用之。 但是这里想提醒读者一点,上述的阻抗补偿可用可不用时少用,并且永远记着一个原则,补偿宁少勿过,永远不要补偿过度使得单元阻抗曲线的任何部分低于未补偿时的最低点Zmin。 其次谈一下高音(或者中音)单元灵敏度衰减网络。一般选用单元时,各个单元灵敏度无可能完全一样,设计师总是选用单元按高音单元灵敏度高于低音单元的原则。这一方面是因为这样有利于保护高音不易功率过载而烧坏;另一方面更重要的原则是衰减高音较易,而衰减低音则会严重影响将来功放对音箱的控制力的。 衰减高音通常有两种作法,一种是串联单个电阻,另一种是采用L型双电阻网络。如图:
) j E, _& J5 e) j; p/ I8 w+ i 单个电阻衰减较为少用,一般仅见于衰减较小,仅用一个一欧姆左右的情况,大多数情况下都是选用双电阻L型网络。原因有二,一是单电阻衰减会增加阻抗,对于设计分频器以及对于功放控制都不利。其二是由于单电阻衰减的衰减量对于单元阻抗的变化比较敏感,会造成对于高音单元频响曲线较大的影响,以及会使得高音单元阻抗值的不一致带来音质较大的差别。对于批量生产时品质控制不利。 对于第二点举以下例作一说明。假如一单元的阻抗曲线为8Ω(2KHz)直线上升到16Ω(20KHz),而其幅频响应为平直的90dB,如2KHz衰减3dB时,单个电阻 3.3W L型网络 R2=19.3W、 R1=2.344W 以上两种衰减到20K时变为:1.63dB、 2.05dB。可见L型网络对于单元阻抗变化的适应能力能力较强,再考虑到其功放控制力的优点,所以L型衰减网络成为通用的优选网络。 计算L型衰减网络的公式如下: 式中:Z为单元的阻抗 A为需要衰减的dB数(A=3意谓衰减3dB) 调试分频器是必不可少的,一般是先设计然后测试,再调整再测试,最后再听音并进行最后的微调。但也可能听音过后推倒重来,这主要是因为设计分频器的变化因素太多。如单元的幅频响应,失真度特性,指向性,阻抗特性,单元间声中心的水平距离,以及垂直距离等等。 |