音响指标

南通杨静 · 发表于 2009-7-30 19:44:37

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音响指标

SNR
定义
　　信噪比,即SNR（Signal to Noise Ratio）又称为讯噪比，狭义来讲是指放大器的输出信号的电压与同时输出的噪声电压的比，常常用分贝数表示。设备的信噪比越高表明它产生的杂音越少。一般来说，信噪比越大，说明混在信号里的噪声越小，声音回放的音质量越高，否则相反。信噪比一般不应该低于 70dB，高保真音箱的信噪比应达到110dB以上。
解析
　　信噪比是音箱回放的正常声音信号与无信号时噪声信号(功率)的比值。用dB表示。例如，某音箱的信噪比为80dB，即输出信号功率是噪音功率的10^8倍，输出信号标准差则是噪音标准差的10^4倍。信噪比数值越高，噪音越小。
　　“噪声”的简单定义就是：“在处理过程中设备自行产生的信号”，这些信号与输入信号无关。对于MP3播放器来说，信噪比都是一个比较重要的参数，它指音源产生最大不失真声音信号强度与同时发出噪音强度之间的比率称为信号噪声比，简称信噪比（Signal/Noise），通常以S/N表示，单位为分贝（dB）。对于播放器来说，该值当然越大越好。
　　目前MP3播放器的信噪比有60dB、65dB、85dB、90dB、95dB等等，我们在选择MP3的时候，一般都选择60dB以上的，但即使这一参数达到了要求，也不一定表示机子好，毕竟它只是MP3性能参数中要考虑的参数之一。
　　指在规定输入电压下的输出信号电压与输入电压切断时，输出所残留之杂音电压之比，也可看成是最大不失真声音信号强度与同时发出的噪音强度之间的比率，通常以S/N表示。一般用分贝（dB）为单位，信噪比越高表示音频产品越好，常见产品都选择60dB以上。
　　国际电工委员会对信噪比的最低要求是前置放大器大于等于63dB，后级放大器大于等于86dB，合并式放大器大于等于63dB。合并式放大器信噪比的最佳值应大于90dB，CD机的信噪比可达90dB以上，高档的更可达110dB以上。信噪比低时，小信号输入时噪音严重，整个音域的声音明显感觉是混浊不清，所以信噪比低于80dB的音箱不建议购买，而低音炮70dB的低音炮同样原因不建议购买。
用途
　　另外，信噪比可以是车载功放；光端机；影碟机；数字语音室；家庭影院套装；网络摄像机；音箱……等等，这里所说明的是MP3播放器的信噪比。
　　以dB计算的信号最大保真输出与不可避免的电子噪音的比率。该值越大越好。低于75dB这个指标，噪音在寂静时有可能被发现。AWE64 Gold声卡的信噪比是80dB，较为合理。SBLIVE更是宣称超过120dB的顶级信噪比。总的说来，由于电脑里的高频干扰太大，所以声卡的信噪比往往不令人满意。
图像信噪比
　　图象的信噪比应该等于信号与噪声的功率谱之比，但通常功率谱难以计算，有一种方法可以近似估计图象信噪比，即信号与噪声的方差之比。首先计算图象所有象素的局部方差，将局部方差的最大值认为是信号方差，最小值是噪声方差，求出它们的比值，再转成dB数，最后用经验公式修正，具体参数请参看“反卷积与信号复原（邹谋炎）”。一般监控摄像机的图像信噪比是在50dB，像美电贝尔系列BL-CB800ATM-N.
音频信噪比
　　音频信噪比是指音响设备播放时，正常声音信号强度与噪声信号强度的比值。当信噪比低，小信号输入时噪音严重，在整个音域的声音明显变得浑浊不清，不知发的是什么音，严重影响音质。信噪比的大小是用有用信号功率（或电压）和噪声功率（或电压）比值的对数来表示的。这样计算出来的单位称为“贝尔”。实用中因为贝尔这个单位太大，所以用它的十分之一做计算单位，称为“分贝”。对于便携式DVD来说，信噪比至少应该在70dB（分贝）以上，才可以考虑。这样应该没错
信噪比与噪声
　　信噪比是音响界公认的衡量音响器材质量水准的一个重要指标，几乎所有的电声器材都会标注这个指标，没有这个指标的器材，要么是一些特制的专用器材设备，要么就是不正规的产品。信噪比、失真率、频率响应这三个指标是音响器材的“基础指标”或“基本特性”，我们在评价一件音响器材或者一个系统水准之前，必须先要考核这三项指标，这三项指标中的任何一项不合格，都说明该器材或者系统存在着比较重大的缺陷。信噪比作为设备、系统的基础指标之一，必须得到应有的高度重视。
　　信噪比，英文名称叫做SNR或S/N（SIGNAL-NOICE RATE)，是指一个电子设备或者电子系统中信号与噪声的比例。这里面的信号指的是来自设备外部需要通过这台设备进行处理的电子信号，噪声是指经过该设备后产生的原信号中并不存在的无规则的额外信号（或信息），并且该种信号并不随原信号的变化而变化。同样是“原信号不存在”还有一种东西叫“失真”，失真和噪声实际上有一定关系，二者的不同是失真是有规律的，而噪声则是无规律的，这个以后再讲。
　　信噪比的计量单位是dB，其计算方法是10LOG(PS/PN)，其中Ps和Pn分别代表信号和噪声的有效功率，也可以换算成电压幅值的比率关系：20LOG(VS/VN)，Vs和Vn分别代表信号和噪声电压的“有效值”。在音频放大器中，我们希望的是该放大器除了放大信号外，不应该添加任何其它额外的东西。因此，信噪比应该越高越好。

南通杨静 · 发表于 2009-8-3 13:04:57

　信噪比的测量及计算：
　　通过计算公式我们发现，信噪比不是一个固定的数值，它应该随着输入信号的变化而变化，如果噪声固定的话，显然输入信号的幅度越高信噪比就越高。显然，这种变化着的参数是不能用来作为一个衡量标准的，要想让它成为一种衡量标准，就必须使它成为一个定值。于是，作为器材设备的一个参数，信噪比被定义为了“在设备最大不失真输出功率下信号与噪声的比率”，这样，所有设备的信噪比指标的测量方式就被统一起来，大家可以在同一种测量条件下进行比较了。信噪比通常不是直接进行测量的，而是通过测量噪声信号的幅度换算出来的，通常的方法是：给放大器一个标准信号，通常是0.775Vrms或2Vp-p@1kHz,调整放大器的放大倍数使其达到最大不失真输出功率或幅度（失真的范围由厂家决定,通常是10％，也有1％），记下此时放大器的输出幅Vs，然后撤除输入信号，测量此时出现在输出端的噪声电压，记为Vn，再根据SNR=20LOG(Vn/Vs)就可以计算出信噪比了。Ps和Pn分别是信号和噪声的有效功率，根据SNR=10LOG（Ps/Pn）也可以计算出信号比。
　　这样的测量方式完全可以体现设备的性能了。但是，实践中发现，这种测量方式很多时候会出现误差，某些信噪比测量指标高的放大器，实际听起来噪声比指标低的放大器还要大。经过研究发现，这不是测量方法本身的错误，而是这种测量方法没有考虑到人的耳朵对于不同频率的声音敏感性是不同的，同样多的噪声，如果都是集中在几百到几千Hz，和集中在20KHz以上是完全不同的效果，后者我们可能根本就察觉不到。因此就引入了一个“权”的概念。这是一个统计学上的概念，它的核心思想是，在进行统计的时候，应该将有效的、有用的数据进行保留，而无效和无用的数据应该尽量排除，使得统计结果接近最准确，每个统计数据都由一个“权”，“权”越高越有用，“权”越低就越无用，毫无用处的数据的“权”为0。于是，经过一系列测试和研究，科学家们找到了一条“通用等响度曲线”，这个曲线代表的是人耳对于不同频率的声音的灵敏度的差异，将这个曲线引入信噪比计算方法后，先兆比指标就和人耳感受的结果更为接近了。噪声中对人耳影响最大的频段“权”最高，而人耳根本听不到的频段的“权”为0。这种计算方式被称为“A计权”，已经称为音响行业中普遍采用的计算方式。
　　噪声的种类、来源及电磁兼容
　　在一个音响系统中，由于信号是串联的，因此一件设备的噪声会进入下面的设备中被放大，所以系统最后的噪声是系统中所有设备噪声的累加。但是，当我们了解了系统中每一件器材的信噪比指标后，是否就可以确定整个系统的信噪比指标了呢？不，远远不能。这就要从噪声的来源和种类说起了。
　　我们把噪声的来源分为内部和外部两种，由于实验室的测试条件通常都十分优越，所以在这种条件下测试的信噪比指标实际是设备内部噪声的反应，内部噪声主要是由于电路设计、制造工艺等因素，由设备自身产生的，而外部噪声是由设备所在的电子环境和物理化学环境（自然环境）所造成的，外部噪声是不可能反映在信噪比指标中的。这一点通常会被很多人所忽略，经常听到有人说：这唱机的信噪比指标不是挺高的吗？怎么听起来噪音这么大，骗人的吧……。这就是没有搞清楚信噪比指标含义所造成的误解。
　　外部噪声通常被称为“干扰”，这种干扰可能是电磁干扰，也可能是机械振动干扰，也可能来自温度变化的干扰……总之，都不是器材自身产生的。于是此时另一个不太起眼的指标凸现出了它的意义－电磁兼容性。
　　电磁兼容性有两个层次的含义，一是设备在运行时不会对其它设备产生干扰，二是耐受干扰的能力强，在一定的外界干扰下仍能正常工作。第一层意思容易理解，而第二层意思对于音响设备来说，还有更进一步的含义，那就是如何定义“正常工作状态”。这个正常工作不应该仅仅是“出声就好”，还应该是保证一定的性能指标，这其中就包括有信噪比。也就是所，一个电磁兼容性能优良的设备器材，在一定的外界干扰条件下，其信噪比指标不应该有明显的劣化。
　　实际上，很多音响产品在电路设计中都有“电磁兼容”的影子，比如在电源输入端设计滤波器、压敏电阻，外壳采用金属材料，内部信号线采用屏蔽线等等，实践证明，这些措施对于抑制干扰有很大的作用。
　　噪声的来源很复杂，我们可以把它们大致归结为三种，一种是元器件产生的固有噪声，电路中几乎所有的元器件在工作时都会产生一定的噪声，晶体管、电阻、电容，这种噪声是连续的，基本上是固定不变的，并且频谱分布很广泛，这种噪声除了改进元器件的材料和生产工艺外，几乎没有任何办法消除，也就是说，这种噪声几乎可以不用实验，在图纸上进行计算就可以推算出来。好在现在很多优质元器件的固有噪声都很小，在设计电路时选择优质元器件就可以把这种噪声压制到非常小的水平，小到我们根本不会听见。
　　第二种噪声来源于电路本身的设计失误或者安装工艺上的缺陷，电路设计失误往往会导致电路的轻微自激（一种自由振荡状态），这种自激一般在我们可以听到的声音范围之外，但是在某些特定条件下它们会对声音的中高频产生断续的影响，从而产生噪声。安装工艺失误就稍微复杂一些，比如接插件接触不良，接触表面形成二极管效应或者接触电阻随温度、振动等影响发生变化而导致信号传输特性变化，产生噪声。还有元器件排布上的失误，将高热的元器件排布在对温度敏感的元器件旁边，或者将一些有轻微振动的元器件放在对振动敏感的元器件旁边，或者没有足够的避震措施……等等这些，都会产生一定的噪声。这些噪声可以说都是人为造成的，对于经验丰富的电子设计师来说，这些噪声都是可以避免或者大大减轻的。
　　第三种噪声则是非常广泛的，也是经常被提起的干扰噪声。这种噪声来源很复杂，主要包括几个方面：
　　空间辐射干扰噪声：任何导体通过交变电流的时候都会引起周围电场强度的变化，这种变化就是电场辐射，同样，像变压器这样的磁体也会引起周围磁场强度的交替变化。我们知道，交变电场和磁场中的闭合导体会产生和电场磁场变化频率相同的交变电流，也叫感应电流。音响设备中所有的元器件、导线、电路板上的铜箔都是电导体，因此不可避免地会产生感应电流。这种感应电流叠加在信号中就会产生噪声。
　　线路串扰噪声：某些电气设备会产生干扰信号，这些干扰信号通过电源、信号线等线路直接窜入音响设备中。
　　传输噪声：这种噪声是信号在传输过程中由于传输介质的问题产生的，比如接插件的接触不良、信号线材质不佳、地电流串扰等等。其中，地电流串扰是经常容易被忽视的问题。由于民用音响器材大多采用非平衡传输方式，信号线的外屏蔽层实际上也参与的信号的传输，通常屏蔽层与音响器材的“地”连接，大多数音响器材的地是和设备的外壳相连的，并且和住宅供电线路提供的“大地”相连接。在正常情况下，住宅供电的大地是非常理想的，它使得所有连接线路的“地”都是平等的。但是，一旦这个接地出现故障，甚至某些不负责任的电力公司将这个地与市电的“零线”连接，就会出现问题了。此时消耗功率大的器材的“地”电压比别的器材要“高一点”，比且这个高低的差别还会随着消耗功率的大小发生变化，我们知道，一般的音频信号线中传输的信号是很微弱的，这变化则足以使得信号线中传输的信号产生很大的变化。这变化除了产生失真外，也包含了一定的噪声。并且，由于接地不良，空间辐射对于信号传输的影响也会加剧。
　　噪声的表现
　　前面我们对噪声有了一些了解，那么我们如何来分辨这么多种类的噪声呢？当然是靠听了。我这里总结一下我们经常听到的噪声以及它们的来源：
　　稳定的咝咝声或沙沙声：这是放大器电路元器件产生的固有噪声，一般非常轻微而且稳定，不会随着音量调节而变化。除了改变放大器的电路设计，这种噪声无法消除。
　　嗡声：这是通常所说的“交流声”，来源非常复杂，器材工艺设计的不合理、连接线缆的屏蔽能力等都会产生这样的声音。有时，供电电压过低导致内部电路工作不正常也会产生交流声。
　　噼啪声：所谓的放电声，器材内部积累灰尘过多是产生这种声音的主要原因。有时元器件超过使用寿命而失效也会产生这种声音。遇上这种情况应该立即修理检查，否则有可能产生更大的问题。
　　流水声：这是一种高频自激的现象，是电路设计不良造成的，属于质量问题。
　　啸叫声、汽船声：典型的高频、低频自激，应该马上关闭你的系统电源，检查器材之间的连接是否有误。
　　偶尔的滋滋声：交流供电线路的串扰。当交流电的供电质量非常糟糕的时候，也会产生这种现象。
　　噗噗声：内部元器件出现故障的现象。
　　广播声：电路设计不良，放大器的开环频响很差，非线性失真严重，并且没有进行适当的处理就会产生这种现象。这种现象往往是设计者片面追逐过宽的闭环频响，而放大器电路本身开环性能不良产生矛盾造成的。这种情况很多时候会引发高频自激，严重时会导致喇叭或者耳机烧毁。
　　噪声对音质的影响
　　噪声对于音质的影响，尤其是对于主观音质评价的影响是非常大的，有时会起到决定性的作用。音响行业从模拟音频向数字音频进化的一个主要目的就是提高信噪比，减少噪声。盒式磁带录音机的信噪比指标约为－20～40dB，采用杜比降噪技术后最大可达到－67dB，LP唱片约为－30～50dB，开盘式磁带录音机约为－50～60dB，一般的CD唱机则可以达到－90～110dB，而最新的DVD-A和SACD可以达到－120dB以上，从这个进步上看，音响行业对于信噪比指标式十分看重的。

南通杨静 · 发表于 2009-8-6 12:33:51

噪声对于音质的表现主要有几个方面：
　　一是过大的噪声会严重干扰听音者对音乐本身的关注，这是对于那些幅度很大的噪声信号而言的，这情形就像听音乐会时你了邻座不断大声聊天、手机乱响、磕瓜子劈劈啪啪，在这种环境下听音乐，听者不会有好心情的。
　　二是噪声会影响音乐细节的再现。我们知道，人耳的听觉具有“遮蔽效应”，在遮蔽效应中，除了强音对于弱音具有“屏蔽作用”外，还包括另一个现象，就是当两个声音的响度相差不大的时候，往往我们会把这两种声音混淆在一起，或者会感到出现时间比较长的那个声音的存在，出现时间短的声音就会弱化。正常情况下，噪声电平通常都不高，而音乐中的某些细节和噪声电平相当，这样，这些细节就会被“淹没在噪声的海洋中”，使得我们无法感受到它们。而这些细节(也称为弱信号）在声音重播环节中往往起到非常微妙的作用，我们所谓的“临场感”“空气感”“堂音”“泛音”等等主观音质中的元素就靠它们来实现，没有了它们“高保真”的效果就会大打折扣。
　　三是某些类型的噪声时系统故障的先兆或者诱因，如果不及时解决和避免，可能对系统的安全造成隐患，这一点前面前面已经有所说明了，这里不再赘述。
　　此外，很多时候，噪声并不是孤立的，信噪比指标的不好有可能暗示着器材设计上的失误，这一点对于设计者来说很重要。
　　噪声的消除措施
　　
　　对于一般的消费者来说，是不可能消除器材本身的固有噪声的，遇上这种情况除了更换器材没有其它方法。但是，对于外部干扰，我们是可以用一些办法解决的：
　　电磁屏蔽：对于空间辐射干扰，我们可以选择金属质地的机柜来承载我们的系统，并且将金属机柜有效接地，就可以抵挡很多空间辐射。此外，对信号线、电源线也采取特殊的屏蔽处理，可以有效消除电子辐射干扰。对于那些漏磁比较严重的器材，我们可以将其放到距离其它器材较远的地方，或者加一个铁制机柜包起来，也可以大大消除磁场辐射。
　　净化电源：对于从供电线路中窜入的干扰信号，采用交流净化电源是个非常有效的方法，这种电源分为有源和无源两种形式，前者兼具交流稳压作用，除了可以滤除干扰外，还可以稳定供电电压，保证器材的正常工作状态。后者仅仅起到滤除干扰的作用，通常是以电源插座的形式出现，如果家中供电电压比较稳定，这样的电源净化器也有不错的效果。某些交流净化电源除了稳压滤波作用外，还有功率因数补偿、波形校正的功能，这种净化电源是最理想的电源净化设备，可惜价格不菲，一般人难以接受。
　　牢靠连接：采用高质量的接插件，保证信号线接头部位接触良好。
　　保养维护：爱惜你的器材，不要让它们长期工作在恶劣的环境下。总之，你去看看使用明书，厂家的提示一般都说得非常清楚了。
非线性失真,线性失真是什么意思
一个理想的放大器,其输出信号应当如实的反映输入信号,即他们尽管在幅度上不同,时间上也可能有延迟,但波形应当是相同的. 但是,在实际放大器中,由于种种原因,输入信号不可能与输入信号的波形完全相同,这种现象叫做失真. 放大器产生失真的原因主要有2个:

①放大器件的工作点进入了特性曲线的非线性区,使输入信号和输出信号不再保持线性关系,这样产生的失真称为非线性失真.
②放大器的频率特性不好,对输入信号中不同频率成分的增益不同或延时不同,这样产生的失真成为线性失真.
非线性失真产生的主要原因来自两个方面:
①晶体管等特性的非线性;
②静态工作等位置设置的不合适或输入信号过大. 由于放大器件工作在非线性区而产生的非线性失真有4 种:饱和失真、截止失真、交越失真和不对称失真.
在共发射极放大电路中,设输入信号V i 为正弦波,并且工作点选择在输入特性曲线的直线部分,这样它的输入电流ib 也将是正弦波.

如果由于电路元件参数选择不当,使静态工作点( Q 点) 电流ICQ比较高,则对输入电流的负半周,基极总电流iB 和集电极总电流iC 都减小, 使集电极电压V C 升高,形成输出电压的正半周,这个输出电压仍然是正弦波,没有失真. 但是在输入电流的正半周中,当iB 由iBQ = 30μA 增加到40μA 时, iCQ随之由ICQ 增大到iCmax ,这样形成的输出电压的负半周的底部被削,不再是正弦波,产生了失真. 这种由于放大器件工作到特性曲线的饱和区产生的失真,成为饱和失真.
相反地,如果静态工作点电流ICQ 选择的比较低,在输入电流正半周时,输出电压无失真. 但是,在输入电流的负半周,晶体管将工作到截止区,从而使输出电压的正半周的顶部被削,产生了失真. 这种失真是由于放大器工作到特性曲线的截止区产生的,称为截止失真.
如果所使用的放大器件是PNP 型的,则饱和失真时将出现削顶,而截止失真将出现削底. 若输入信号幅度过大,有可能同时出现饱和失真和截止失真. 不难看出,为避免产生这2种失真,静态工作点Q 应位于交流负载线的中点,并要求输入信号幅度不要过大.
交越失真是乙类推挽放大器所特有的失真. 在推挽放大器中,由2 只晶体管分别在输入信号的正、负半周导通,对正、负半周信号进行放大. 而乙类放大器的特点是不给晶体管建立静态偏置,使其导通的时间恰好为信号的半个周期. 但是,由于晶体管的输入特性曲线在V B E较小时是弯曲的, 晶体管基本上不导通,即存在死区电压V r . 当输入信号电压小于死区电压时, 2 只晶体管基本上都不导通. 这样,当输入信号为正弦波时,输出信号将不再是正弦波,即产生了失真. 这种失真是由于2 只晶体管在交替工作时“交接”不好而产生的,称为交越失真. 消除交越失真的办法是给晶体管建立起始静态偏置, 使它的基极电压始终不小于死区电压. 为了不使电路的效率明显降低,起始静态偏置电流不应太大. 这样就把乙类推挽放大器变成了经常使用的甲乙类推挽放大器. 不对称失真也是推挽放大器所特有的失真,它是由于推挽管特性不对称,而使输入信号的正、负半周不对称,这种失真称为不对称失真. 消除办法是选用特性对称的推挽管. 尤其是在O TL 与OCL 电路中,互补管应选用同一种材料的, 就是说都选用锗管,或者都选用硅管,以保证其输入特性的对称。
当电路有非线性失真时,输入正弦信号,输出将变成非正弦信号. 而该非正弦信号是由基波和一系列谐波组成的,这就是非线性失真的特点. 一个电路非线性失真的大小,常用非线性失真系数r 来衡量. r 的定义为:输出信号中谐波电压幅度与基波电压幅度的百分比. 显然r 的值越小,电路的性能也就越好。
一个理想的放大器，其输出信号应当如实的反映输入信号，即他们尽管在幅度上不同，时间上也可能有延迟，但波形应当是相同的．但是，在实际放大器中，由于种种原因，输入信号不可能与输入信号的波形完全相同，这种现象叫做失真．
　放大器产生失真的原因主要有2个：
　　① 放大器件的工作点进入了特性曲线的非线性区，使输入信号和输出信号不再保持线性关系，这样产生的失真称为非线性失真．
　　② 放大器的频率特性不好，对输入信号中不同频率成分的增益不同或延时不同，这样产生的失真成为线性失真．
　　非线性失真产生的主要原因来自2方面：① 晶体管等特性的非线性；② 静态工作等位置设置的不合适或输入信号过大．由于放大器件工作在非线性区而产生的非线性失真有4种：饱和失真、截止失真、交越失真和不对称失真。
　　当电路有非线性失真时，输入正弦信号，输出将变成非正弦信号．而该非正弦信号是由基波和一系列谐波组成的，这就是非线性失真的特点．一个电路非线性失真的大小，常用非线性失真系数r来衡量．r的定义
　　为：输出信号中谐波电压幅度与基波电压幅度的百分比．显然r的值越小，电路的性能也就越好．
　　其次，由于放大电路中有隔直流电容、射极旁路电容、结电容和各种寄生电容，使得它对不同频率的输入信号所产生的增益及相移是不同的．这样，当输入信号是非正弦波时，即使电路工作在线性区，也会产生失真，称为线性失真。
　　另外一种说法：
　　通常放大器的输入信号是多频信号，如果放大电路对信号的不同频率分量具有不同的增益幅值或者相对相移发生变化，就使输出波形发生失真，前者称为幅度失真，后者称为相位失真，两者统称频率失真。频率失真是由电路的线性电抗元件引起的，故称线性失真，其特征是输出信号中不产生输入信号没有的新的频率分量。
　　非线性失真：是由放大器件的非线性或者负载的非线性而引起的波形失真称为非线性失真。非线性失真的特征是产生新的频率分量，即产生输入信号的单频分量为基波分量的高次谐波分量。
频率响应
频率响应示意图
系统对正弦信号的稳态响应特性。稳态是系统的运动在过渡过程结束后的状态。系统的频率响应由幅频特性和相频特性组成。幅频特性表示增益的增减同信号频率的关系；相频特性表示不同信号频率下的相位畸变关系。根据频率响应可以比较直观地评价系统复现信号的能力和过滤噪声的特性。在控制理论中，根据频率响应可以比较方便地分析系统的稳定性和其他运动特性。频率响应的概念在系统设计中也很重要。引入适当形式的校正装置（见控制系统校正方法）可以调整频率响应的特性，使系统的性能得到改善。建立在频率响应基础上的分析和设计方法，称为频率响应法。它是经典控制理论的基本方法之一。
　　在控制工程中又称为频率特性它是系统对不同频率的正弦信号的稳态响应特性
确定频率响应的方法
分析

南通杨静 · 发表于 2009-8-6 20:12:19

频率响应
基于物理机理的理论计算方法，只适用于系统结构组成易于确定的情况。在系统的结构组成给定后，运用相应的物理定律，通过推导和计算即可定出系统的频率响应。分析的正确程度取决于对系统结构了解的精确程度。对于复杂系统，分析法的计算工作量很大。
实验法
　　采用仪表直接量测的方法，可用于系统结构难以确定的情况。常用的实验方式是以正弦信号作为试验信号，在所考察的频率范围内选择若干个频率值，分别测量各个频率下输入和稳态输出正弦信号的振幅和相角值。输出与输入的振幅比值随频率的变化特性是幅频特性，输出与输入的相角差值随频率的变化特性是相频特性。
频率响应图
　　在采用频率响应法分析和设计控制系统时，常以频率响应的曲线图作为研究问题的出发点。频率响应图的主要形式有奈奎斯特图、波德图和尼科尔斯图。
奈奎斯特图　

又称极坐标图。它是当频率&owega; 由零变化到无穷大时，表示在极坐标上的频率响应 G（j&owega;）的幅值 |G(j&owega;)|与相角庺G（j&owega;）的一条关系曲线(图1）。极坐标图的优点是，频率响应曲线上能显示出频率&owega; 的分布情况。为了绘制极坐标图，必须对选定的每个&owega; 值计算出相应的G（j&owega;）的幅值|G(j&owega;)|和相角庺G（j&owega;）；由|G(j&owega;)|和庺G（j&owega;）可构成极坐标图上的一个矢量G（j&owega;）。奈奎斯特图就是当&owega;由零变化到无穷大时矢量G（j&owega;）终端扫描得到的一条轨迹。
波德图

频率响应-图2
又称对数坐标图。波德图由频率响应G（j&owega;）的对数幅值特性图和相角特性图组成（图2）。在对数幅值特性图中,频率轴采用对数分度;幅值轴取为20log|G(j&owega;)|，单位为分贝(dB),采用线性分度。在相角特性图中，频率轴也采用对数分度；角度轴是线性分度，单位为度。波德图的优点是可将幅值相乘转化为对数幅值相加，而且在只需要频率响应的粗略信息时常可归结为绘制由直线段组成的渐近特性线，作图非常简便。如果需要精确曲线，则可在渐近线的基础上进行修正，绘制也比较简单。
尼科尔斯图

又称对数幅相图。它是在直角坐标上以频率&owega;为参量表示的对数幅值20 log|G(j&owega;)|与相角庺G（j&owega;）的一种关系图(图3)。对数幅相图很容易根据波德图上的对数幅值特性和相角特性来绘制。尼科尔斯图的优点是能较容易地确定控制系统的相对稳定性。
评价系统的过渡过程性能
　　系统的过渡过程与频率响应有着确定的关系，可用数学方法来求出。但是除一阶和二阶系统外，这样做常需要很多时间，而且在很多情况下实际意义不大。常用的方法是根据频率响应的特征量来直接估计系统过渡过程的性能。频率响应的主要特征量有：增益裕量和相角裕量、谐振峰值和谐振频率、带宽和截止频率。
增益裕量和相角裕量
　　它可提供控制系统是否稳定和具有多大稳定裕量的信息。
谐振峰值Mr和谐振频率&owega;r

频率响应-图4
Mr和 &owega;r规定为幅频特性|G(j&owega;)|的最大值和相应的频率值（图4）。对于具有一对共轭复数主导极点(见根轨迹法)的高阶线性定常系统，当Mr值在(1.0～1.4)M0范围内时，可获得比较满意的过渡过程性能。其中M0是&owega;＝0时频率响应的幅值。&owega;r的大小表征过渡过程的快速性:&owega;r值越大，系统在单位阶跃作用下输出响应的快速性越好。
带宽和截止频率
　　截止频率 &owega;c 规定为幅频特性|G(j&owega;)|达到0.7M0并继续下降时的临界频率(图4)。对应的频率范围0≤&owega; ≤&owega;c称为带宽。截止频率的含义是：系统对频率高于&owega;c的信号分量具有过滤的功能，而频率低于&owega;c的信号分量则可直接通过或略有衰减。从复现输入信号的角度来说，常要求带宽大一些，它相应于较小的上升时间和较快的响应速度。但从抑制高频噪声的角度来看，则带宽不宜太大。因此确定带宽需要全面考
频率响应-范围
频率响应和指向性图
频率范围是指音响系统能够回放的最低有效回放频率与最高有效回放频率之间的范围；频率响应是指将一个以恒电压输出的音频信号与系统相连接时，音箱产生的声压随频率的变化而发生增大或衰减、相位随频率而发生变化的现象，这种声压和相位与频率的相关联的变化关系(变化量)称为频率响应，单位分贝(dB)。频率范围和频率响应这两个概念有时并不区分，就叫作频响。
　　音响系统的频率特性常用分贝刻度的纵坐标表示功率和用对数刻度的横坐标表示频率的频率响应曲线来描述。当声音功率比正常功率低3dB时，这个功率点称为频率响应的高频截止点和低频截止点。高频截止点与低频截止点之间的频率，即为该设备的频率响应；声压与相位滞后随频率变化的曲线分别叫作“幅频特性”和“相频特性”，合称“频率特性”。这是考察音箱性能优劣的一个重要指标，它与音箱的性能和价位有着直接的关系，其分贝值越小说明音箱的频响曲线越平坦、失真越小、性能越高。
　　从理论上讲，20～20000Hz的频率响应足够了。低于20Hz的声音，虽听不到但人的其它感觉器官却能觉察，也就是能感觉到所谓的低音力度，因此为了完美地播放各种乐器和语言信号，放大器要实现高保真目标，才能将音调的各次谐波均重放出来。所以应将放大器的频带扩展，下限延伸到20Hz以下，上限应提高到20000Hz以上。对于信号源(收音头、录音座和激光唱机等)频率响应的表示方法有所不同。例如欧洲广播联盟规定的调频立体声广播的频率响应为40～15000Hz时十／—2dB，国际电工委员会对录音座规定的频率响应最低指标：40～12500Hz时十／—2．5十／—4．5dB(普通带)，实际能达到的指标都明显高于此数值。CD机的频率响应上限为20000Hz，低频端可做到很低，只有几个赫兹，这是CD机放音质量好的原因之一。
放大电路的频率响应
由于放大器件（双极结型三极管或场效应三极管）本身具有极间电容，此外，放大电路中有时存在电抗性元件，所以，当放大电路输入不同频率的正弦波信号时，电路的放大倍数将有所不同，而成为频率的函数。这种函数关系称为放大电路的频率响应或频率特性。
互调失真定义
　　互调失真（intermodulation distortion，简称IMD）系指由放大器所引入的一种输入信号的和及差的失真。例如，在给放大器输入频率为1kHz和5kHz的混合信号后，便会产生6kHz（1kHz和5kHz之和）及4kHz（1kHz和5kHz之差）的互调失真成份。
　　IMD也是一种测量非线性失真的方式。互调失真是来自于两个频率F1与F2，在F1+F2与F1-F2（取绝对值）之间所产生的谐波，这些谐波彼此之间又能继续组合出和、差、乘积。举例来说，14kHz与15kHz的谐波失真就包括了1kHz与29kHz，而通过其中的1kHz，又能与14kHz组合出13kHz，依此类推。测量这些位置的谐波大小，就是互调失真。测试时是发出19kHz与20kHz两个频率的声音，所以图形上在19k与20k的位置会有峰波，我们可以借此观察在19k左边的图形是否有过多的谐波产生出来。这个值越小，则播放器越好。
互调失真解析
　　顾名思义，互调失真（Intermodulation Distortion）是指由于讯号互相调制所引起的失真，调制一词本来是指一种在通讯技术中，用以提高讯号传送效率的技术。由于含有声音、图像，文字等的原始讯号“加进”高频讯号里面，然后同时将这个合成讯号发送出去。这种将高低频相“加”的过程和方式称为调制技术，所合成的讯号称为调制讯号。调制讯号除保留高频讯号的主要特征外，还包含有低频讯号的所有信息。产生互调失真的过程实质上也是一种调制过程，由于一个电子线路或一台放大器不可能做到完全理想的线性度，当不同频率的讯号同时进入放大器被放大时，在非线性作用下，每个不同频率的讯号就会自动相加和相减，产生出两个在原讯号中没有的额外讯号，原讯号如有三个不同频率，额外讯号便会有6个，当原讯号为N个时，输出讯号便会有N（N-1）个。可以想像的是，当输入讯号是复杂的多频率讯号，例如管弦乐时，由互调失真所产生的额外讯号数量是多么的惊人！
互调失真与谐波失真
　　由于互调失真讯号全部都是音乐频率的和、差讯号，和自然声音完全同，所以人耳对此是相敏感的，不幸的是，在许多放大器中，互调失真往往大于谐波失真，部份原因是因为谐波失真一般比较容易对付。
　　虽然互调失真和谐波失真同样是由放大器的非线性引起，两者在数学观点上看同样是在正浞导号中加入一些额外的频率成份，但它们实际上是不尽相同的，简单的说，谐波失真是对原讯号波形的扭曲，即使是单一频率讯号通过放大线路也会产生这种现象，而互调失真却是不同频率之间的互相干扰和影响，测量互调失真远比测量谐波失真复杂，而且至今尚未有统一的标准。
通信系统中无源互调失真的测量
　　在现代通信系统中，当多个频率的载波信号通过一些无源器件时，都会产生互调失真。无源器件如天线、电缆、滤波器等，由于其机械连接的不可靠，使用具有磁滞特性的材料，污损的接触面等原因，不同频率的信号在不同材料连接处非线性混频，产生不同幅度的互调产物，而这些互调失真信号又表现为通信频带中的干扰信号，使系统的信噪比下降，严重影响通信系统的容量和质量。实际上，在我们平时的设计和测量中，一般对有源互调寄予比较多的关注，如由放大器、混频器等产生的互调失真，而有源互调的测量，由于互调失真与载波的相对幅度差较小，故测量易于实现。随着通信系统的发展和系统质量的提高,无源互调的测量与分析将会日益受到重视。
　　测量的建立
　　当测量功率合成器的互调失真时，可使用如下图的传统测量方法：
　　采用Anritsu公司的68347信号源输出的高功率连续波信号分别输入到功率合成器的两个端口。每一载波的频率在测量需要的带宽内合适设定，功率合成器有两种作用：即为被测器件，又将两路信号合成为一路信号。功率合成器产生的互调信号传输到双工器端口，接收带宽内的互调信号用频谱分析仪测量。
　　现代无源互调分析仪，可输出预先组合的双频信号。互调仪具有两个射频端口，端口一可输出两个高功率电平的双频信号，经过被测器件后进入分析仪的端口二，端口一的反射信号同时也进入分析仪的接收机。分析仪可在传输模式和反射模式两种状态下工作，分别测量被测件的传输互调失真和反射互调失真。
　　实际上，对被测件而言，不同因素产生的互调失真都为矢量信号，它们相对的相位关系将决定被测件在特定状态下的互调失真的总幅度。在传输测量中，不同的互调产物在到达端口二时均同相，而在反射测量中，到达端口一的互调失真为端口一的总响应和端口二上互调源的相移响应。因此，反射互调失真为频率和被测件电长度的函数。
　　使用互调仪测量上述功率合成器的互调响应。
　　互调仪的端口一接功率合成器的被测输入口，这样可以测量功率合成器的A1、A2 和B端口的互调失真。互调仪的传输模式测量端口B的前向互调失真，反射模式测量端口A1的互调失真。如图示，如果端口A1作为驱动端口，端口A2应接低互调失真负载，以理想地测试功率合成器的互调失真。通过换接端口A1、A2，功率合成器每一输入端口的互调均可被测量。

南通杨静 · 发表于 2009-8-7 08:15:52

　　把上面两种方法作一比较：功率合成器连接处和端口B承载两个连续波功率，测量的互调失真为这两个因素的总的互调失真。如果每一端口的入射信号均为非调制信号，这种方法准确测量了功率合成器的真正互调性能，但是受到频谱分析仪的固有互调失真的限制。如果功率合成器在输出、输入端口均为调制信号，提供的测量结果更有实际意义。
　　测量方法
　　下面主要讨论采用无源互调分析仪测量时提高测量准确度的方法：
　　（一）测量两端口器件的前向无源互调失真时，可采用直接的连接方法：被测件的输入端口接分析仪的端口一，输出端口接分析仪的端口二。这种方法的测量误差随频率和连接端口二与被测件的电缆长度的变化而变化。而且，由于互调仪的端口一和端口二仅在测量的发射和接收带宽内实现阻抗匹配，故在分析仪输出载波信号的谐波频率范围内，将产生大的驻波，这样，即使被测件在高功率载波的基波和谐波频率范围内具有良好的阻抗匹配特性，这种测量方法的建立仍产生出不同的互调电平。
　　首先，使用的定向耦合器必须要有足够低的固有互调特性，其耦合度介于10~30dB之间，过大的耦合值使得被测的互调信号淹没在分析仪端口二的噪声底带之中，过小的耦合度将增加测量误差。定向耦合器如此连接，以便双频载波和产生的互调均可传输到耦合端口，耦合器的传输臂接低互调失真终端负载。耦合器的反向耦合端口匹配一标准五十欧姆终端负载。测量前，首先直接连接定向耦合器（好的电缆和适配器）到分析仪的两端口做残余互调的检查。这种测量建立提供了宽带的阻抗匹配，有效地降低了载波的谐波频率范围内的驻波，稳定的测试条件得到更有意义的测量结果。
　　（二）高互调电平的无源互调失真测量：一般地，无源互调失真分析仪系统都有一线性工作区，如为-75~-125dBm,如果接受机的IM电平大于-75dBm,接收机的测量误差将增大。对于测量前向互调电平，可采用如图三的测试方法。定向耦合器的这种连接方法使得双载波和产生的互调信号都流向耦合端口，耦合器的传输臂的端口可接低互调失真负载。
　　同样的方法可适用于反向互调的测量：
　　定向耦合器的正向和反向耦合端口均接标准五十欧姆负载，传输臂接被测件，在被测件的输出端接一低互调失真负载，这使得传输到端口一的互调信号最终在端口二得到测量。
　　在上述两种建立中，定向耦合器的耦合端口都接一固定衰减器，衰减器的值决定于期望的互调电平，衰减器的作用是进一步减小互调电平使其低于单独使用定向耦合器时的电平值。在这两种方法中，测量系统的建立都要避免产生有效的残余互调电平。在测量时，衰减器的衰减值可由小到大变化，以使被测的互调电平衰减后达到互调仪接收机的线性工作区。测量结果要考虑衰减器的衰减值和定向耦合器的耦合值。
　　小结
　　现阶段无源互调失真的测量，理论和方法都还处于初步阶段，有些测量方法也不够成熟。随着射频技术的发展，这一参数的测量将会愈加受到重视，测量设备也会更为完善，测量准确度也将大大提高。
晶体管声的元凶“瞬态互调失真”
　　瞬态互调失真（Transient Intermodulation Distortion），亦称TIM失真。TIM测量方法则迟至70年代才公开发表。记得1981年音响界人士云集北京人民艺术剧院，专门讨论它。由于瞬态互调失真与负反馈密切相关，所以在讨论瞬态互调失真时就需要先从负反馈说起。
　　负反馈（Negative Feedback）是一种广泛应用于各类工程技术领域，简单而实用的控制技术，负反馈本来是属于控制技术中的闭环控制（Close Loop Control）系统的一个环节，但因为应用广泛，所以常常被用作闭环控制的代名词。负反馈实际上是一种普遍存在于人们日常生活中的自然规律，举例来说，当我们驾驶汽车的时候，如果发现汽车偏离得驶路线，我们就会向相反方向扭动方向盘，使汽车驶回正确路线。在这里我们的眼睛就是充当负反馈通道的作用，负责把输出值（汽车得驶方向）回馈给挖掘器（大脑），然后控制器将输出值和设定值（正确方向）互相比较（相减），然后根据比较后的误差，发出修正讯号（扭方向盘）去纠正。由此可见，负反馈的作用是将输出值倒相（变为负数），随后将之回馈至输入端，和设定值相减，得出误差讯号，然后控制器就会根据误差大小作出修正。
　　在电子放大线路中，由于零件的非线性、对称性、温度的变化，噪音的干扰以及其他种种原因，使信号在被放大的同时，无可避免地被加入各种各样的失真，而负反馈则能有效地降低这些失真。举一个简单的例子来说，如放大器在放大一个正弦波讯号时，由于零件的非线性、对称性、温度的变化会使输出有明显失真。通过负反馈，将失真的信号与输入信号进行比较减去失真。因为是输出与输入相减，虽然稳定了增益，但是放大量也大幅度减小。如果要使输出讯号被放大到足够的强度，放大器的放大率（增益）便要加大，所幸的是这并非难事，尤其是晶体管机。如果我们将负反馈量加大，使输出讯号降低到和输入讯号电平相同的程度，即完全没有放大，这种放大器线路有一个特殊的名称，叫缓冲放大器（Buffer Amplifier）。虽然讯号没有被放大，但因为放大器一般都是输入阻抗高，输出阻抗低。所以缓冲放大器常被用作阻抗匹配之用。
　　既然负反馈能有效地降低失真，但为什么又会引起瞬态互调失真呢？原来问题出在时间上，其中又以晶体管机最为严重。和真空管相比，晶体管有坚固耐用，体积小，重量轻放大率高等优点，其缺点是工作特性不稳定，易受温度等因素影响而产生失真甚至失控。解决办法之一是采用高达50至60dB左右的深度负反馈。反正晶体管的放大率很高，牺牲一些无所谓，由于采用了大深度的负反馈，大幅度减少了失真，所以晶体管机很容易获得高超的技术规格。不过麻烦也就因此而起，为了减少由深度负反馈所引起的高频寄生振荡，晶体管放大器一般要在前置推动级晶体管的基极和集电极之间加入一个小电容，使高频段的相位稍为滞后，称为滞后价或称分补价，可是无论电容如何细小，总需要一定时间来充电，当输入讯号含有速度很高的瞬态脉冲时，小电容来不及充电，也就是说在这一刹那线路是处于没有负反馈状态。由于输入讯号没有和负回输讯号相减，造成讯号过强，这些过强讯号会使放大线路瞬时过载（Overload）。因为晶体管机负反馈量大，讯号过强程度更高，常常达到数十倍甚至数百倍，结果使输出讯号削波（Clipping）。这就是瞬态互调失真，因为在晶体管线路最多出现，所以也被称为“原子粒”声或晶体管声。
　　顺带一提的是，这种负反馈时间延迟问题在工业控制系统中也常常遇到，称为纯延迟（Dead Time）问题，其起因绝大部份是因为感应器（Sensor）安装位置太远。例如在一个恒温热水器中，温度探测被安装在远离发热顺的位置，结果是当探测器感应到水温足够时，在发热器附近的水温早就已经过热了。这样的控制结果必然是水温在过热和过冷之间大幅摆动，称为控制超调（Overshoot）或系统振荡。纯延迟至今仍然是困扰自动控制技术的一大难题，有关解决方法的论文由五十年代至今少说也有上千篇，但始终找不到一个简单而行之有效的办法。
　　虽然负反馈出现时间延迟不好对付，但要解决也不是没有办法，我们可以干脆不让它出现，或即使其出现也不至於造成太大的破坏，方法有多种，例如只用小量大环路负反馈，这样即命名出现负反馈时间延迟，输入讯号也不至于过强。所减少的负反馈量则由只跨越1个放大级的局部负反馈代替，，局部负反馈路径短，时间快，不易诱发瞬态互调失真。真空管工作稳定，不一定要用大深度负反馈抑制失真，况且其失真多数是人耳爱听的偶次谐波失真所以胆机没有一般所谓的“原子粒”声。至于其他用于线路设计上防范瞬态互调失真的方法，因涉及较多枯燥的理论，这里就不一一介绍了。
　　除了在线路设计上防范瞬态互调失真外，发烧友还可以采取另一项措施去减少瞬态互调失真，那就是尽量利用各种屏蔽和滤波措施去减少各种高频干扰讯号进入放大器，虽然这些讯号有许多是属于人耳听不见的射频干扰，但因为其频率很高，极易诱发瞬态互调失真，令输入级过载，使音乐讯号得不到正常的放大。
　　负反馈方式的设置对功放性能影响很大。一般功放电路负反馈取自输出端。电流放大级产生的失真靠大环路负反馈来改善。这种反馈方式往往使功放在客观上失真度指标是改善了，而主观听感上却不尽人意。末级产生的失真通过负反馈输入前级，再通过前级放大后对其进行补偿与调整，这种补偿与调整必然是滞后的，势必使系统瞬态响应速度降低，易于诱发瞬态互调（TIM）失真，并使高频信号产生失真与相移，在听感上表现为生硬的“晶体管声”。另外，扬声器产生的反电动势和音箱线感应的射频干扰也通过信号产生“污染”，影响了音质的纯正。
　　为了避免以上缺点，可以采用了前级电压反馈以及用电容将前级与末级隔离。由于这只电容位于信号通道上，为保证音质纯正，选用了金属化聚丙烯电容。这样，末级就变成了无负反馈的0dB后级放大器（纯电流放大器），因此，本级的前级放大取为高增益放大器。许多方法都在实践中，现在还没有一个普遍好用的办法解决“晶体管声”。
谐波失真简介
　　谐波失真（THD）指原有频率的各种倍频的有害干扰。放大1kHZ的频率信号时会产生2kHZ的2次谐波和3kHZ及许多更高次的谐波，理论上此数值越小，失真度越低。
　　由于放大器不够理想，输出的信号除了包含放大了的输入成分之外，还新添了一些原信号的2倍、3倍、4倍……甚至更高倍的频率成分（谐波），致使输出波形走样。这种因谐波引起的失真叫做谐波失真。

谐波失真解析
　　总谐波失真指音频信号源通过功率放大器时，由于非线性元件所引起的输出信号比输入信号多出的额外谐波成分。谐波失真是由于系统不是完全线性造成的，我们用新增加总谐波成份的均方根与原来信号有效值的百分比来表示。例如，一个放大器在输出10V的1000Hz时又加上Lv的2000Hz，这时就有10％的二次谐波失真。所有附加谐波电平之和称为总谐波失真。一般说来，1000Hz频率处的总谐波失真最小，因此不少产品均以该频率的失真作为它的指标。但总谐波失真与频率有关，因此美国联邦贸易委员会于1974年规定，总谐波失真必须在20～20000Hz的全音频范围内测出，而且放大器的最大功率必须在负载为8欧扬声器、总谐波失真小于1％条件下测定。国际电工委员会规定的总谐波失真的最低要求为：前级放大器为0.5％，合并放大器小于等于0.7％，但实际上都可做到0.1％以下：FM立体声调谐器小于等于1.5％，实际上可做到0.5％以下；激光唱机更可做到0.01％以下。
　　由于测量失真度的现行方法是单一的正弦波，不能反映出放大器的全貌。实际的音乐信号是各种速率不同的复合波，其中包括速率转换、瞬态响应等动态指标。故高质量的放大器有时还注明互调失真、瞬态失真、瞬态互调失真等参数。
　　(l)互调失真(IMD)：将互调失真仪输出的125Hz与lkHz的简谐信号合成波，按4：1的幅值输入到被测量的放大器中，从额定负载上测出互调失真系数。
　　(2)瞬态失真(TIM)：将方波信号输入到放大器后，其输出波形包络的保持能力来表达。如放大器的转换速率不够，则方波信号即会产生变形，而产生瞬态失真。主要反映在快速的音乐突变信号中，如打击乐器、钢琴、木琴等，如瞬态失真大，则清脆的乐音将变得含混不清。
　　(3)瞬态互调失真：将3.15kHz的方波信号与15kHz的正弦波信号按峰值振幅比4：1混合，经放大器后，新增加全部互调失真的产物有效值与原来正弦振幅的百分比。如放大器采用深度大回环负反馈，瞬态互调失真一般较大，具体反映出声音呆滞、生硬、无临场感；反之，则声音圆滑、细腻、自然。

南通杨静 · 发表于 2009-8-7 22:29:29

谐波失真控制
　　在一个水处理工厂里，将失真的设备连接到备用发电机会产生干扰电流。可以先采取临时处理方案，然后使用有源谐波滤波器。
　　变频驱动器VFD（variable frequency drive）在关键电机的调速和优化功率消耗方面具有许多优点，但是也很容易造成相邻配电系统的谐波失真。配电系统能够吸收部分失真，但是当VFD直接连接在发电机驱动的电路上时，产生的干扰也可能会影响操作的可靠性。
　　通常，水处理厂配备有VFD、臭氧发生器以及其它可以造成谐波失真的负载。多数的工厂里也配置了紧急备用发电机，以备外部电源停止或非正常时为重要设备供电。这样的反渗透淡化厂始终关注着谐波的长期影响效果，以及他们的938kVA备用发电机在大型变频泵造成谐波失真时运行是否可靠。
　　而工厂的操作人员一直担心，在应急操作时间延长的情况下，发电机可能发生故障。为了确定故障的程度，操作人员编辑谐波测量结果，比较正常使用和使用备用发电机时的失真程度，并根据测得的数据通过工程分析来评估谐波抑制技术。
　　施耐德电气在工厂的配电盘进线端检测谐波的失真情况。测试设备为一个能够测量200多个电源系统参数的便携式电路监控器。谐波失真的测量采用每个周期512点的采样率进行取样，保证第250次谐波的准确性。
　　负载测试表明：在当时的情况下，工厂备用发电机的负载量接近其53%的额定负载。测试期间的负载峰值为403kW和431kVA。测试中的平均RMS电流表明了不同机器运行的影响。
　　测试过程中，当使用发电机供电时电压略有降低，但无论是正常使用还是发电机供电都能够维持在可被接受的稳态电压范围里——480V的100%~103%。电压失衡程度也在小于1%，在可接受的范围内。
　　负载测试表明负载最少时功率因数最低，所有设备同时运行时功率因数最高。由于谐波固有的功率因数改进特征，使得常规的谐波滤波器很难削弱此电路上的谐波。
　　负载测试也表明480V总线上的电压失真幅度在正常使用时最高峰值可达大约6.5%，在使用备用发电机时可达大约10%（如谐波失真图所示）。当60hp设备与250hp设备一起工作时，由于ΔY变压器和线性反应器结合产生的消除效应，电流失真会减少。电流总需量畸变系数TDD（totaldemanddistortion）是由80%的发电机额定电流除以谐波电流得出的，或直接取900amps。
　　多大程度的失真是可以接受的？
　　IEEE519-1992标准《电力系统谐波控制推荐规程和要求》提供了一些关于“多大程度的谐波失真可以接受”的指导方针。最初，该标准作为推荐规程供电力使用单位及其客户参考；现在，该标准已被广大工厂企业作为测定现有设备谐波电流的指南性文件加以普及和使用。
　　对淡化厂的正常电力使用和备用发电机供电所进行的测试表明，主要的电力系统参数，包括电压校准和失衡以及电流失衡，都在可接受的范围内。尽管谐波失真的程度没有严重到对工厂的正常生产运行有明显的影响，进一步减弱谐波仍然是不可忽略的工作。操作员关心谐波带来的长期影响，而由于使用备用发电机时的谐波常常超过IEEE519-1992标准所规定的谐波范围，他们更担心应急操作时间延长的情况下发电机能否稳定可靠地继续工作。此外，谐波减弱技术也能延长设备使用寿命，增强系统的可靠性。
　　谐波限值表显示了与通常用于电力发生设备的IEEE519-1992标准谐波限值比较的测试结果。和演示的一样，在线测量的数据超过了这个限值。除此以外，施耐德电气还进行了不同抑波技术的计算机仿真。
　　施耐德电气通过谐波仿真可以估算不同的情况下谐波电流的减少量。如前面所提到的，在250hp设备和60hp设备同时工作就已经获得了第5次和7次谐波电流的谐波消除效果。系统分别要求5次谐波的电流减少27%，7次谐波的电流减少16%，尽管如此造成了总RMS电流增加了19%。最坏的情况也就是最高谐波峰值，在只有250hp设备工作时才会出现。总体来说，有4种解决方式：
　　绕过一个ΔY绝缘变压器——每个250hp设备有ΔY绝缘变压器。绕过其中一个ΔY绝缘变压器就能获得不错的效果，即减少了谐波电流失真的数量。再加上上面提到的250hp和60hp设备同时使用的方法，减弱了第5次和7次的谐波电流。而旁通回路的第5次和7次谐波电流保持不变，一旦再运行一到两个250hp设备，就会产生额外的消除作用。然而，这项技术仅适用于没有更有效的解决办法的情况下的临时改造。
　　替换一个ΔY绝缘变压器——一种更为有效的谐波减弱技术就是用ΔY交错绕组变压器取代其中一个ΔY绝缘变压器，而非绕过它。因为谐波电流不是通过ΔY交错绕组变压器周相移动，所以这样的改进也增强了第5次和7次电流的消除效应。这种方法同时也保留了谐波衰减的正面影响。
　　无源谐波滤波器——可以在480V主电路安装一个5次无源谐波滤波器，但是由于无源谐波滤波器也会增加基础功率因数，所以这种方法并不实际。由于设备的功率因数已经很高（全负载时可达94%），在工厂没有达到最先进的功率因数的情况下，系统无法容忍更多的负荷。
　　有源谐波滤波器——该厂最佳的解决方案是通过在480V主电路上安装有源滤波器来减弱谐波电流。有源滤波器能够测算出负载所需的谐波电流量，并且使电流产生180°的相位移。该方法可以很大程度上减弱谐波失真的程度，通常被用在必须严格遵守谐波限值的场合。此外，施耐德电气推荐安装现场功率监控设备，从而可以跟踪谐波失真中的设备性能、电压质量、干扰和费用的情况。
　　过渡性的和永久的解决方案
　　通过临时设置旁路绕过绝缘变压器，从而增加谐波消除，工厂降低了谐波的失真程度。这一非常规的手段帮助工厂度过了整个夏季运行高峰。之后，工作人员在主配电盘上安装了有源谐波滤波器。该设备最终消除了谐波失真的影响。安装有源滤波器后的测量结果显示电流失真低于8%，电压失真低于2%。

浅谈谐波失真
　　早在三十年代，F.H.Brittain的扬声器评价十一项测试项目中就有谐波失真，五十年代L.L.Brenek提出的扬声器最重要的特性八项中有它，而今各电声测试系统。从几十万人民币的B&K系统到几千元人民币的国产测试系统都把它做为重要的测量对象。可见谐波失真对电声界一直是个非常重要的参数。
　　谐波失真：当把基频为f的正弦信号输入扬声器时,扬声器输出除f以外，由扬声器的非线性失真而产生了，同f成整数倍的各次谐波成分：2f.3f……nf，我们称之为谐波失真。谐波失真分为三类,而我们常用到的为THD(TOTALHARMONICDISTORTION)总谐波失真和几次谐波失真（HARMONICDISTORTION）及特性总谐波失真(在实际测量中还会细分为偶次谐波失真，奇次谐波失真和SUB-HARMONICS)，它们分别的特性规定为：由失真产生的总谐波声压有效值与总输出声压有效值Pt之比；由失真产生的第几次谐波声压有效值与总输出声压有效值Pt之比；由失真产生的总谐波声压的有效值与平均特性声压Pm之比。在失真的分类中把它划归扬声器的非线性失真。
　　对待谐波失真我们可以用法国著名哲学大师的萨特的存在主义来看待它!谐波失真客观存在！现我们以锥型扬声器为例：在扬声器低频时或在大振幅运动时扬声器的折环及弹波(定心支片)组成的支撑系统不再符合线性的胡克定律(或称为虎克定律)如在对扬声器进行纯音检听时折环边产生的“啪啪”声，俗称“打边”这是非线性的一个极端表现；在让布边折环的扬声器做大振幅（fo附近,并非所有的扬声器振动的最大振幅都在fo处）的运动时,我们可以很明显的看到布边的扭曲变形。在布边折环上常会“打”上阻尼胶，阻尼胶又分“油性”和“水性”，在PA喇叭上多用的是“油性”，但在高档的厂品上我们常可看在橡胶折环上“打”有透明发亮的水性阻尼胶，一般“打”胶不超过折环的1/2，但这种打胶方式和胶量很难控制；在橡胶折环（现大多用NBR?nitrile-butadienerubber丁腈橡胶）改善上，常对折环的形状处理，但在这个方面的处理方法，国内做的不够，国内在对喇叭单体设计时常重视折环的质量和顺性而忽略折环的另一个量及橡胶的阻尼，虽然在分析锥型扬声器时多用集中参数系统来分析，那是特指在低频时，但是我们是否都把锥型扬声器做超低音和低音呢？此时谐波失真与西勒-斯莫尔参数（Thille-SmallDepartments）中的Qm(力学品质因数)有着很微妙的联系。
　　华司(上导极板)与T铁的铁拄间的磁感应密度沿轴向（音圈振动方向）的不均匀性，是产生谐波失真的另一原因。现在国内普遍运用的方法的用对称磁路来改善它（如图所示）,在低.音单元上,知其然者乘少,未曾看到几许,细想其原因都是“金钱惹的祸”！丹麦的PELESS是的单体内侧加一个铝环来改善它!（如图所示）当然这种做法最易令人发现的做法。
　　从频率用是BL（磁力系数）的增加。的角度来看,中高频的谐波失真,与低频时的谐波失真是由两类不同的量起决定性作用的,在锥型扬声器中谐波失真客观存在，你只能改善，不能消除。要解决锥型扬声器的谐波失真，除非采用另类的发声原理，但这对整个行业来说是任重而道远，失真就跟测量误差一样，看人家外国厂品的广告“HALCRO------世界上失真最低的放大器”，但在国内看到某日本品牌中国公司的厂品广告上：“彻底解决音箱互调失真！”我倒，我笑，这是对国人的误导和愚弄，更显现出该公司的不负责任和无知！
　　谐波失真客观存在“有理”。客观测试的结果与主观感觉往环一致，从人耳的听觉机理分析人耳只能区分最初的六个~七个谐音(谐波)，对六次以上的谐音很难在感觉上将它们彼此分开，因为到六阶以后的谐音,相邻的两个谐音落在人耳的基底膜上的两个对应区域已相互靠近,并覆盖在一个临界带以内，很难在感觉上将它们彼此分开。但高次谐波对音质的影响不可忽视,通过实验发现异常噪音,来自高次谐波。根据谐波失真的“阶次”，可以分为“软失真”和“硬失真”。但对扬声器来说“偶次”谐波失真和“奇次”谐波失真对音质的改善，更具有指导意义，特别是听感上。胆机在听感上大受发烧友的欢迎就它的“功劳”。从音乐声学看，乐器的基频相对于各次谐音听起来并非都是谐和的，如在乐音中谐和的谐音成分愈多，则音色丰富，纯净好听，不谐和的谐音多，则音乐色粗粝，刺耳难听，七阶以上的奇次谐波会使声音变得粗粝刺耳。
　　HALCRO------世界上失真最低的放大器
　　扬声器在中交频段的失真.主要是磁路(铁心)的非线性所致，为了消除铁心所引起的非线性失真，目前常采用一种叫做“线性磁路”的结构，这种磁路结构的特点,是在铁心的顶部中失做成凹陷的形状，使其和导磁板相对的部分由于铁心截面积的减小而接近磁饱和状态，此时，音圈就相当于一个空心线圈,从而避免了铁心影响，减小非线性失真。
　　音圈的作大长冲程运动时。音圈上的音圈线跳出了气隙半磁场的均匀区，以致机电转换系数BT不能保持恒定电动力效应F=BTI的线性关系受到破坏，从而造成非线性失真。
　　改善由于这种原因所引起的失真，一般采用两种方法:一是采用短音圈，二是采用长音圈.所谓短音圈，即音圈的长度做得比导磁板的厚度小，如图所了使音圈在振动过程中不致于跳出磁场的均匀区，从而避免了非线性失真。这种方式造成成本提交，不常用，所谓长音圈，则指的是音圈的长度，做得比华司厚度长，使音圈在振动过程中与所有的磁通相耦合，(包括均匀区和非均匀区)从而使平均磁感应密度B总体上保持恒定，以避免非线性失真，但这种方法必定造成扬声器在相同直流阻下，必定要使更粗的音圈线灵敏度下降，因你使音圈的转幅增大，音圈的质量振大，BT，你的磁间隙,因音圈线的变粗而变大，B变小，而B2T2MD。
立体声分离度

英文名称： Stereo Isolation
　　立体声分离度表示立体声音响系统中左、右两个声道之间的隔离度，它实际上反映了左、右两个声道相互串扰的程度。如果两个声道之间串扰较大，那么重放声音的立体感将减弱。
　　立体声分离度通常用一条通道内的信号电平与泄漏到另一通道中去的电平之差表示。如果立体声分离度差，则立体感将被削弱。国际电工委员会规定的立体声分离度的最低指标， lKHz时大于等于40dB，实际以达到大干60dB为好；欧洲广播联盟规定的调频立体声广播的立体声分离度为＞25dB，实际上能做到40dB以上。立体声通道平衡指的是左、右通道增益的差别，一般以左、右通道输出电平之间最大差值来表示。如果不平衡过大，立体声声像位置将产生偏离，该指标应小于1dB。
瞬态响应
概述
改善电源负载瞬态响应性能的设计
概述
　　器材对音乐中突发信号的跟随能力。瞬态响应好的器材应当是信号一来就立即响应，信号一停就嘎然而止，决不拖泥带水。
　　瞬态响应：系统在某一典型信号输入作用下，其系统输出量从初始状态到稳定状态的变化过程。瞬态响应也称动态响应或过渡过程或暂态响应。

改善电源负载瞬态响应性能的设计
　　电子电路一般都需要一个即使在负载电流发生瞬变时，输出电压也能维持在特定容差范围内的电压源，以确保电路的正常工作。设计工程师必须在理解瞬态响应原理的基础上，利用正确的设计思路才能以较低的成本改善电源的瞬态响应性能。
　　瞬态定义为“仅维持一段短暂时间的事物”。但是，随着微处理器工作速度和电流需求量的提高，当负载电流发生瞬态变化时，稳压器在指定范围内保持输出电压的能力成为一个广泛存在的困扰。典型CPU芯片的电源规范要求，即使负载电流在几百纳秒内发生20或30A的变化，供电电压仍然要保持稳定，要实现这个性能指标绝非易事。
　　电压调节
　　几乎所有的电子电路都需要一个稳定的电压源，它维持在特定容差范围内，以确保正确运行(典型的CPU电路只允许电压源与额定电压的最大偏离不超过±3%)。该固定电压由某些种类的稳压器提供。通过电阻分压器自动检测输出电压，误差放大器不断调整电流源从而维持输出电压稳定在额定电压上。
　　稳压器必须能够在负载电流需求量从零上升到满负荷(大约为20A或更多)时，保持输出电压恒定。当负载电流需求量缓慢变化时很容易做到这一点，但是，如果负载电流“阶跃”足够快的话，稳压器将无法提供完全稳定的输出电压。
　　理解负载瞬变的关键点：
　　1. 稳压器担当驱动负载的压控电流源(通过输出端的电压反馈对电流源进行调节)的角色。稳压器的电流源永远不可能在零时间内作出变化，因此可以得出结论，如果我们使负载电流的变化速度超过稳压器的响应速度，输出电压将会发生变化。
　　2. 在稳压器的控制环路对负载变化进行调整的时间间隔，对负载电流变化(在先前的稳态值和新的负载电流之间)进行供给的唯一来源是输出电容。因此，不管你喜欢与否，我们都必须加入输出电容以试图在负载瞬变时维持输出电压恒定。系统规范规定了所必须使用电容的大小和种类。
　　3. 稳压器的速度越快越好。稳压器的控制环路响应速度越快，在环路纠正瞬变前输出电容上的电压变化就越小。因此可以看出，更快的稳压器意味着在获得同等“负载调节容差范围”的情况下能够采用更小的输出电容(节省成本)。
　　负载瞬变
　　为了了解负载瞬变如何发生，下面用一个例子来进行分析。本例中，当负载电流需求量在几乎零时间内从IL1变化到更大值(IL2)时发生了负载瞬变。在瞬变之前，稳压器处于稳态运行，这时IREG= IL1，并且输出电容没有向外部电路输出电流。
　　稳压器的电流源(IREG)不能立即发生变化，因此在“t = 0+”时刻(也就是负载电流增加到IL2的瞬间)，IREG = IL1。通过简单节点分析得出，此时电流源需要输出电容：
　　ICOUT＝IL2－IL1
　　COUT将继续提供电流直到控制环路把IREG提高到IL2为止。在COUT必须提供电流期间，随着电容放电，它两侧的电压将会降低。电容的内部寄生等效串联电阻(ESR)和等效串联电感(ESL)同样也会使COUT两侧的电压降低，如图1所示。
　　右图1：电流增加负载瞬变的发生太相同就行啦，呵呵。

南通杨静 · 发表于 2009-8-8 12:24:07

输出电压瞬态响应
　　所有的电容都含有ESR和ESL，二者都会对瞬态响应产生明显的影响。在一个增加的电流负载瞬变过程中看到的输出电压与图2中显示的类似。
　　右图2：负载阶跃上升后的VOUT
　　ESL导致电容两侧的电压下降，该电压强烈依赖于负载瞬变的上升时间：负载变化越快，ESL在输出电压波形上产生的“尖峰”就会越大。该尖峰在时间上很窄，这是因为电感仅仅产生一个电压以响应变化着的电流，这可以通过下面的公式得出：
　　V＝Ldi/dt
　　当负载电流达到新值(IL2)时，ESL的电压尖峰也就结束。负载电流瞬变的上升时间越短，电感的影响也就越大。大容量陶瓷电容的ESR和ESL都很低，它们通常用在器件的管脚处，而这些器件对快速上升的负载瞬变有相应的要求。
　　不管电容提供电流还是吸收电流(用波形上的“ESR阶跃”表示)，输出电容的ESR都会导致电压降低。尤其要注意的是，这里的“ESR阶跃”是指负载瞬变时调节输出端的DC电压变化。这意味着当针对调节电压所必须满足的最大允许"电压容差范围"进行设计时，ESR成为一个关键性的考虑因素。
　　在稳压器的电流源被控制环路调整到新值之前的时间间隔内，ESR两侧的分压降低了输出电压(这段时间内COUT放电电荷量也会相应有所减少)。
　　既然这些因素导致调节后的输出电压降到额定值以下，那么输出电压到误差放大器的反馈量使得电流源IREG充分开启，从而迫使输出电压返回到额定电压。输出电压将上升并过冲超过额定值，此时随着环路继续进行调节，输出电压将被调整下降。这种情况下，环路的行为非常精确地反映了相位裕度(环路稳定度)。一个经过较好补偿且相位裕度大于40°的环路，将产生一个迅速消失的瞬变，而且该瞬变中仅包含一个大的偏移(如图2所示)。相对较小的相位裕度会在环路的建立行为上产生额外的“振铃周期(ring cycle)”。图2中的波形显示了一个稳定性方面的“最佳状况”描述，但它并不典型。
　　当控制环路到达一个新的稳态(此时稳压器的电流源提供的电流是IL2)时，输出电容再次停止向电路提供电流。
　　为什么增/减的负载瞬变不对称？
　　存在两种类型的负载瞬变：负载电流突然增加，或者降低。前面的例子表明当负载电流突然增加时输出电压如何发生变化。下面的例子将探讨当负载电流突然降低时会发生什么情况(图3)。
　　右图3：电流降低负载瞬变的发生
　　在这个例子中，负载电流突然从IL1降低到IL2。因为IREG不能立即降到IL2，最初它将继续提供IL1大小的电流。既然负载现在吸收更少的电流，那么输出电容必须吸收IL1和IL2之间的差值，这将迫使COUT两侧的电压升高。
　　如果负载电流迅速下降，它将在ESL两侧产生一个电压尖峰，而且经过ESR流入COUT的电流也将导致一个ESR"阶跃"(图4)。在尖峰过后，随着电容从吸收电流(IL1 - IL2)中充电，COUT两侧的电压将会升高。
　　右图4：负载突然下降时的VOUT
　　既然VOUT升高到额定值以上，反馈将最终导致控制环路关闭(或减小)电流源IREG。但是既然大多数稳压器都无法将电流吸收到它们的输出端，VOUT只能按照COUT向负载的放电速度再次降到额定值(在IREG被减小或者关闭以后)。但是，一旦VOUT下冲到额定值，控制环路将重新努力开启IREG并使输出迅速回转上升，导致这个循环不断重复直至达到新的稳定状态条件，此时因为IREG等于IL2，COUT将再次没有电流流入。
　　负载降低瞬变的建立时间通常大于负载增加瞬变的建立时间，这是因为前者在COUT把过剩电压放电给负载阶段花费了更多的时间：既然负载电流需求量有所降低，那么电容的放电速度就变得更加缓慢。负载增加瞬变把它的大部分时间都用在使COUT回转上升上，同时稳压器在该模式下提供了最大电流(通常大于额定输出电流)。与向负载放电时的降低相比，当被上述大电流以正方向驱动时，COUT两侧的电压(也就是调节输出电压)将会变化得更快。
　　这表明在大多数情况下，对于负载从额定电流的20%阶跃上升到80%的瞬变来说，其输出电压重新建立到额定值的速度大于从额定负载电流的80%阶跃下降到20%的负载瞬变。即使总的负载电流变化相同，建立时间(以及波形的形状)也将呈现出很大差异。
　　优化瞬态响应
　　获得最优的瞬态响应需要优化系统设计参数，下面给出设计建议。
　　1. 好钢用在刀刃上。大容量陶瓷电容是世界上用于降低瞬变的最佳电容，大多数主板设计上都放置了大量的陶瓷电容(容量可达22μF)，这些电容直接安装在器件的引脚上，加电后可以抑制瞬变。大容量陶瓷电容通常所具有的ESR阻值低到毫欧姆量级，同时ESL的数值也很低。没有其它类型的电容能够同时为ESR和ESL提供像这种级别的性能(尽管电解电容可以提供极低的ESR)。
　　2. 需要在附近提供一个电荷库。陶瓷电容所能提供的电容大小有实际限制，因此通常用靠近它们的电解电容对陶瓷电容进行“备份”，这些电解电容能够在最初负载瞬态变化通过时对负载提供支持。过去在这方面经常使用钽电容，现在因为火灾隐患方面的考虑已经避免使用该元件。三洋公司的OSCON和POSCAP以及松下公司的SP电解电容都是具有极低ESR的高容量电容。
　　3. 廉价的大容量电容。通常在稳压器的输入端使用大容量、低成本、同时具有高ESR的铝电解质电容。原因在于输入端可以忍受高ESR的电容，这是由于ESR引起的“电压阶跃”并不直接影响调节后的输出电压，相反它被稳压器的“线性调整”功能所抑制，该功能通常在稳压器的输入端对DC变化提供高达60~80dB的衰减。
　　4. 稳压器带宽。具有较大环路带宽的稳压器可以对变化负载进行更快速的调节，同时可以减少输出端的大容量电容的数量，这通过稳压器在瞬变发生后不久吸收存储于高容量输入电容中的电荷来实现。一般来说，线性稳压器的速度经常明显快于开关的速度，这是因为线性稳压器的单位增益带宽可以大于500kHz(尽管由于功耗方面的约束，许多新型处理器芯片的高负载电流需求量要求使用开关转换器)。一条永远正确的结论是，速度越快意味着成本也就越高，并且无一例外地都需要增加大电流稳压器的带宽。
声压

声压和声压级实例
sound pressure
　　介质压强的变化量称为声压。介质中有声场时的压强P与无声场时的压强P0之差即为声压。由于声压的测量比较容易实现，通过声压的测量也可以间接求得质点速度等其它物理量，所以声学中常用这个物理量来描述声波。
　　声压的单位是帕斯卡（pa），其计算公式为：
　　声压（p）的平方=声强（I）×介质密度（ρ）×声速（C）
　　其中，声强单位是：W/m2 密度单位：kg/m3 声速：m/s
　　声波通过媒质时，由于振动所产生的压强改变量。它是随时间变化的，实测声压是它的有效值。单位是Pa或MPa。表示声压大小的指标称为声压级（sound pressure level），用某声音的声压（p）与基本声压值（p0）之比的常用对数的20倍来表示，即20lgP/P0，单位为dB。
　　实际应用：街头噪声显示器
动态范围
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简介
扩展和压缩
解析
数字相机的动态范围
动态范围与成像技术
简介
　　动态范围是指音响系统重放时最大不失真输出功率与静态时系统噪声输出功率之比的对数值，又指一个多媒体硬盘播放器输出图像的最亮和最暗部分之间的相对比值。单位为分贝(dB)。一般性能较好的音响系统的动态范围在100(dB)以上。
扩展和压缩
　　在音频工程中，人们利用压缩/扩展器件来达到动态范围压缩或扩张的目的，而可以将120dB的CD唱片灌到65dB动态范围的磁带中而不削定或失真。主要原理是采用了可变增益放大器的原理。而如何提高成像系统的动态范围一直是研究者的目标，采用两幅图片叠加的方法来提高DSLR的动态范围，这种技巧很多人都已经了解。目前已经有采用WDR技术(Wide Dynamic Range)的芯片出现，而富士的S3 Pro相机据说采用的高动态范围有可能就是类似的技术。WDR就是采用的两次曝光原理来将两张曝光时间不同的图象合成一幅，以此来提高动态范围。
解析
　　动态范围最早是信号系统的概念，一个信号系统的动态范围被定义成最大不失真电平和噪声电平的差。而在实际用途中，多用对数和比值来表示一个信号系统的动态范围，比如在音频工程中，一个放大器的动态范围可以表示为：
　　D = log（Power_max / Power_min）×10；
　　对于一个底片扫描仪，动态范围是扫描仪能记录原稿的色调范围。即原稿最暗点的密度（Dmax）和最亮处密度值(Dmin)的差值。
　　我们已经知道对于一个胶片的密度公式为D = Log（Io/I）。那么假设有一张胶片，扫描仪向其投射了1000单位的光，最后在共有96%的光通过胶片的明亮（银盐较薄）部分，而在胶片的较厚的部分只通过了大约4%的光。那么前者的密度为：
　　Dmin=log（1000/960）= 0.02；
　　后者的密度为：
　　Dmax=log（1000/40）= 1.40
　　那么我们说动态范围为：D=Dmax-Dmin=1.40-0.02=1.38。
　　只要是扫描仪的动态范围能够大于胶片的动态范围，就可以真实的表现原稿上的信息，包括真实的反映出一些细微的暗部细节。
　　实际上扫描仪和胶片不同，可以把扫描仪看作一个完整的信号系统，包含输入、DSP、输出多个部分。那么最后的动态范围大小由其中最小值的的单元来决定。这时就需要提位数概念。

南通杨静 · 发表于 2009-8-9 10:35:47

数字相机的动态范围
　　动态范围（Dynamic Range），最早是信号系统的概念，一个信号系统的动态范围被定义成最大不失真电平和噪声电平的差。而在实际用途中，多用对数和比值来表示一个信号系统的动态范围，对于底片扫描仪来说，动态范围是指扫描仪能记录原稿的色调范围，即原稿最暗点的密度（Dmax）和最l亮处密度值(Dmin)的差值。而对于胶片和感光元件来说，动态范围表示图像中所包含的从“最暗”至“最亮”的范围。动态范围越大，所能表现的层次越丰富，所包含的色彩空间也越广。
　　数码相机的动态范围越大，它能同时记录的暗部细节和亮部细节越丰富。请注意，动态范围与色调范围（tonal range）是不同的。
　　当我们采用JPEG格式拍摄照片时，数码相机的图像处理器会以明暗差别强烈的色调曲线记录图像信息。在这个过程中，处理器常常会省去一部分RAW数据上的暗部细节和亮部细节。而使用RAW格式拍摄，则能图像保持感光元件的动态范围，并且允许用户以一条合适的色调曲线压缩动态范围和色调范围，使照片输出到显示器或被打印出来后，获得适当的动态范围。
　　数码相机的感光元件是由数以百万个像素组成的，这些像素在像素曝光的过程中吸收光子，转化成数字信号，然后成像。这个过程就像我们拿数百万个水桶到户外收集雨水。感光区域越光亮，收集的光子量自然越多。感光元件曝光后，按照每个像素收集的光子量不同，赋予它们不连续的值，并转化为数字信号。没有吸收光子和吸收光子至满载的像素值分别显示为"0"和"255"，即代表纯黑色和纯白色。
　　一旦这些像素满载，光子便会溢出，溢出会导致信息（细节）损失。以红色为例，高光溢出使满载红色的像素附近的其它象素的值都变成255，但其实它们的真实值并没有达到255。换句话说，画面的细节发生了损失，这样会造成高光部分的信息缺失。如果我们以减少曝光时间来防止高光溢出，很多用来描述昏暗环境的像素则没有足够的时间接收光子量，得出的像素值为0，这样就会导致昏暗部分的信息缺失。
　　通过上面的说明，我们现在就可以理解为什么采用大尺寸感光元件的数码单反会拥有更大的动态范围。原因很简单：数码单反的感光元件尺寸一般是消费级数码相机的4～10倍，允许承载更多的像素而不至于缩小像点之间的距离，而产生噪点。更多的像素不会很快被“填满”，因此表现昏暗环境的像素在表现光亮环境的像素“满载”之前，有更多时间吸收光子，从而画面细节便会更加丰富。
　　数字相机DSLR、DC等等的动态范围表示方法目前似乎并没有统一的约束，各个厂家也只是在他们的宣传内容上提到了“大的动态范围”之类的话，并未给出具体的指标。所以有时我们用比值来描述DSLR的动态范围，或者换算成光圈数，而较少用到密度值概念。
　　因为数字图象设备也可以看作一个信号系统，所以动态范围可以分为两个部分，即光学动态范围和输出动态范围。
　　光学动态范围(DR_Optical) = 饱和曝光量 / 噪声曝光量(暗电流)
　　输出动态范围(DR_Electrical) = 饱和输出振幅 / 随机噪声
　　前者主要是由CCD/CMOS等感应器决定的，后者主要由A/D、DSP来决定。其中饱和曝光量相当于传统胶片的肩部范围，噪声曝光量相当于传统胶片的趾部范围。
　　对于数字相机，因为其最终还是以数字量输出，所以输出动态范围公式并不适用。我们提到的动态范围主要指的是输入部分的动态范围，也就相当于胶片的宽容度。
　　根据目前看到的一些测试，DSLR的光学动态范围基本上和负片相近，超过反转片。　
　　其通俗来说就是最大值与最小值的差.
动态范围与成像技术
　　在计算器图形学、电影、摄影和摄像技术中，高动态范围成像(High Dynamic Range Imaging)是用来实现比普通数字图像技术更大曝光动态范围（即更大的明暗差别）的一组技术。高动态范围成像的目的就是要正确地表示真实世界中从太阳光直射到最暗的阴影这样大的范围亮度。
　　高动态范围成像最初只用于纯粹由计算器生成的图像。后来，人们开发出了一些从不同曝光范围照片中生成高动态范围图像的方法。随着数字相机的日渐流行以及桌面软件变得易于使用，许多业余摄影师使用高动态范围成像的方法生成高动态范围场景的照片，但是，不要将这作为它唯一的用途，实际上高动态范围还有许多其它的应用。
　　当用于显示的时候，高动态范围图像经常要进行色调映像，并且要与其它几种全屏显示效果（full screen effect）一起使用。

tiankuntao · 发表于 2009-8-9 19:10:14

分享，谢谢楼主，好文章，收藏了啊

140 · 发表于 2009-8-10 23:35:43

哈暗暗暗暗暗暗暗暗啊

彭勃 · 发表于 2009-8-27 08:17:33

很好:victory:

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